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플라이백 토폴로지와 SEPIC 토폴로지의 비교

게재: 2005년11월16일  인쇄  Bookmark and Share

키워드:TI  John Betten  Robert Kollman  flyback  SEPIC 

By John Betten
Robert Kollman
Texas Instruments Inc.

지정된 비절연 공급 장치 사양에 따라 출력 전압이 최소 입력 전압과 최대 입력 전압 사이의 값을 갖도록 설계해야 하는 경우가 많이 있다. 그러면 플라이백 또는 SEPIC 토폴로지 중에서 결정해야 한다. 일반적으로 플라이백을 선택하게 되는데, 이것은 대부분 SEPIC에 익숙하지 않기 때문이다. 그러나 이러한 결정이 가장 좋은 설계 솔루션은 아니다.

표 1을 보면 자동차 스테레오 시스템에 전원을 공급하는 전기 규격이 있다. 입력 전압 범위가 10V~40V로 상당히 큰 것을 알 수 있는데, 전류 공급이 안정적인 저온 상태에서는 10V가 공급되고, 차량의 배터리 연결이 끊어졌을 때는 40V 서지가 발생할 수 있다. 출력 전압 15V는 입력 전압 범위의 “중간”에 해당되기 때문에 입력 전압을 끌어올릴 수 있는 토폴로지가 필요하다. 출력 파워는 약 26W로, 효율적으로 전력이 공급되지 않으면 열이 발생할 수 있다.

가능한 두 가지 토폴로지의 설계 및 프로토타입을 위한 첫 번째 기준으로 이 사양이 사용되었다. 그림 1에 완성된 하드웨어가 있다. 왼쪽에 있는 것이 SEPIC이고 오른쪽에 있는 것이 플라이백이다. 두 가지 설계가 매우 비슷해 보이지만 SEPIC에 커플링된 인덕터가 플라이백의 인덕터보다 크다. SEPIC 컨버터가 가벼운 부하에서 연속 전류 모드(CCM)로 작동하려면 많은 에너지를 저장할 수 있도록 이렇게 크기가 커야 한다.

그림 1: 두 가지 설계가 상당히 비슷해 보이지만 SEPIC(왼쪽)의 커플링된 인덕터가 플라이백(오른쪽)보다 크다.

간단하게 배선된 두 가지 토폴로지의 파워 단계를 보면 에너지를 순차적으로 트랜스에 저장하기 위하여 파워 스위치 Q3가 켜진다. 그런 다음에 스위치가 꺼지고 트랜스의 2차 전압에 반대 방향 전압이 걸린다. 전류가 D6을 통해 출력으로 흐른다. 동일한 양의 에너지가 트랜스에서 나와서 출력 커패시터를 충전시키고 부하에 전달된다. 듀티 팩터와 시스템으로 들어가는 순차적 에너지를 제어하여 조절할 수 있다. 파워 스위치와 다이오드는 언클램프 인덕티브 스위칭 방식으로 작동한다. 즉, 여기에 걸리는 전압은 트랜스 누설 인덕턴스와 표유 용량에 의해 크게 달라진다.

Q6이 켜지면 C26 양극 단자가 그라운드 상태가 되고 T2의 일대일 감기 비율에 따라 C25 음극 단자의 마이너스 Vin에 해당하는 전압이 걸린다. 즉, 그림에 표시된 것과 같은 극성의 입력 전압이 커패시터에 걸린다. 이 회로에서 스위치가 켜지면 1차 인덕턴스에 순차적으로 에너지가 저장된다. 전하량을 동일하게 맞추기 위하여 2차 인덕터와 커플링 커패시터(C26)로 전류가 흐른다. 스위치가 꺼지면 Q6의 드레인 전압이 올라간다. 1차(C26을 통해) 및 2차(D9를 통해)로부터 출력으로 전류가 흐른다.

이 회로는 FET 및 다이오드 전압이 커패시터에 의해 클램핑되는 이점이 있기 때문에 회로 링잉 현상이 거의 발생하지 않는다. C26 커플링 커패시터에는 적지 않은 리플 전류가 생기기 때문에 SEPIC에는 “단점이 있는” 것처럼 보일 수 있다. 그러나 이 리플은 C19 입력 커패시터의 연속 입력 전류에서 발생하는 훨씬 작은 리플 전류에 의한 오프셋이다. 이 토폴로지에는 자동 트랜스의 경우처럼 파워가 입력에서 나와서 동시에 출력에 공급되는 또 하나의 이점이 있다. 파워 스위치가 전체 전력 이송을 처리할 필요가 없기 때문에 회로가 더 높은 효율을 낸다.

일반적인 자동차 스테레오 시스템의 전기 사양.

SEPIC는 플라이백에 비해 듀티 사이클이 크고 다이오드 오프 타임이 길기 때문에 약간 더 큰 출력 커패시턴스가 필요하다. 도표에 두 가지 회로의 FET 및 다이오드 전압 스트레스가 있다. 플라이백 FET의 “플랫탑” 스트레스가 더 낮은 것처럼 보인다. 그러나 플라이백 FET는 언클램프 인덕턴스를 스위칭해야 하기 때문에 이 팩터가 적용될 경우에는 SEPIC FET보다 훨씬 높은 전압 스트레스를 받는다. 플라이백 다이오드의 피크 인버스 전압(PIV)은 SEPIC보다 큰 전압 스트레스로 시작하지만 언클램프 인덕티브 스위칭 스파이크도 갖기 때문에 효율이 훨씬 더 나빠진다.

이 예에 있는 전압 스트레스 때문에 플라이백에는 쇼트키 다이오드를 사용할 수 없고 전도 손실이 높고 효율이 낮은 초고속 다이오드를 사용할 수 밖에 없다. 플라이백 트랜스의 누설 인덕턴스에 의해 파워 스위치와 출력 다이오드에 발생하는 전압 스파이크 때문에 전압 클램프나 스너버 회로를 통해 피크 전압을 제한해야 하고 따라서 효율은 더 떨어진다.

그림 1에 있는 프로토타입 하드웨어에 대한 데모 회로도는 3 제곱 인치 정도의 부품 면적을 차지한다. SEPIC의 인덕터 높이는 플라이백에서 가장 높은 부품의 두 배 높이다. 인덕터의 폼 팩터는 높이를 줄여서 편평하게 설계할 수 있지만 차지하는 PWB의 면적이 커진다. 자력 부분을 제외하면 두 가지 설계가 유사한 파워 단계 부품을 사용한다. 각 설계에 서로 다른 컨트롤러가 사용되었다. 플라이백은 듀티 사이클을 최대값의 50 퍼센트로 제한하는 UCC2813을 사용하고, SEPIC은 듀티 사이클 제한을 50 퍼센트 이상으로 조절할 수 있는 UCC3807을 사용한다. 이 예에서는 최대값의 75 퍼센트로 설정되었다. 플라이백은 FET 스위치에 의해 발생하는 펄스 전류에 대한 큰 AC-RMS 요구 사항을 처리할 수 있는 규격의 입력 커패시터 3개를 사용한다.

일반적으로 값이 크고 비용이 저렴한 알루미늄 전해 커패시터가 낮은 입력 리플 전압을 제공하기 위해 필요한 커패시턴스가 없기 때문에 세라믹에 비해 성능이 좋다. SEPIC에는 AC-RMS 규격의 삼각 인덕터 전류를 처리하기 위해 필요한 입력 커패시터 하나만 있으면 된다. 이 RMS 전류와 커패시턴스는 비교적 낮은 값이기 때문에 쉽게 맞출 수 있는 요구 사항이다. SEPIC에는 플라이백 입력 커패시터와 스트레스 방정식이 동일하지만 더 큰 듀티 사이클에서 작동하는 두 개의 AC 커플링 커패시터가 필요하다. 이렇게 큰 듀티 사이클을 통해 플라이백 입력 커패시터의 2/3 수준으로 RMS 전류를 줄인다.

플라이백 컨버터는 상대적으로 간단하고 익숙한 이점이 있지만 SEPIC 컨버터는 높은 효율과 낮은 부품 스트레스를 제공할 수 있다. SEPIC는 FET 및 다이오드 스트레스가 작기 때문에 효율이 높다. 면적에서는 SEPIC가 큰 자석을 사용하기 때문에 플라이백이 적은 면적을 차지한다. 부품 수는 파워 부품 수가 동일하고 지원 부품 수도 비슷하기 때문에 두 가지 설계가 비슷한 수의 부품을 사용한다. 플라이백은 스너버가 필요한 단점이 있다. 연속 입력 전류가 SEPIC의 입력 커패시터에 대한 리플 전류 규격을 줄일 뿐 아니라 시스템의 전자기 방출을 개선하는 데도 효과가 있다. 12V 입력에 다른 부하가 있으면 플라이백의 불연속 입력 전류에 의해 입력 쪽에 맞지 않는 리플이 발생하기 쉽기 때문에 추가 필터링이 필요하다.

추가로 컨트롤 루프 특성을 고려해야 한다. 플라이백과 비교하면 SEPIC 컨트롤 루프 특성에 대한 문서가 많지 않기 때문에 일반적으로 제대로 이해하는 사람도 많지 않은 편이다. CCM에서 작동하면서 전류 코드 컨트롤을 구현하는 SEPIC는 컨트롤 루프에 어려움이 있을 수 있다. 여기에는 입력 전압 및 출력 부하에 대한 큰 폭의 닫힌 루프 게인 변동과 오른쪽 하프 플레인 제로에 대한 보정이 포함된다. 따라서 컨트롤 루프 게인이 낮아져서 순간적으로 부하 성능이 떨어질 수 있다. 그러나 제대로 구현하면 SEPIC 컨버터가 효율이 높은 우수한 솔루션을 제공한다.




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